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电压放大器的串联-并联反馈

电压放大器的串联-并联反馈

现在让我们更详细地讨论串行-并联反馈。它是一种提供精确电压-电压转换的放大器,如压力传感器的前置放大器。它们显然被称为电压放大器。这次我们将假设一个更一般的情况,即输入阻抗不再是无限的,但有一个有限的值,此外输出电阻也不再为零。我们要再次计算环路增益,闭环和开环增益,最后计算输入和输出电阻。然后讨论串联-串联反馈。它们将测量一个电压,并提供一个输出电流。这就是为什么它们被称为跨导放大器。它们与电压放大器一样具有较高的输入电阻,两者在输入都有一串联反馈。

下图中显示了一个通用的放大器,周围有串联-并联反馈,该放大器有很大的增益A0。它是由一个电压控制的电压源A0VIN建模的,其输入电阻RNP很高,但不是无限大的,它肯定比电阻R1要大。其输出电阻RO很小,但不是零。反馈电阻R2比RO要大得多。闭环增益显然是两个电阻的比值,如下图所示。输入电阻将由于反馈而增加,它现在是接近无限的;输出电阻将由于反馈而降低,它现在是接近零的,实际的值是多少?

图 1   串联-并联反馈配置

 

为了获得实际值,我们必须首先找到环路增益LG。该环路在运算放大器的输出处被打破,输入电压vIN设置为零。环路增益LG是输出电压vOUTLG与输入电压vINLG之比。很容易发现它是开环增益A0除以闭环增益Av。环路增益LG现在确实相当大,因为A0太大了。

图 2   串联-并联反馈,环路增益

 

 

输入电阻RIN现在是开环输入电阻RINOL乘以环路增益LG,开环输入电阻RINOL仅仅是大输入电阻RNP和并联的反馈电阻的和;输出电阻RO较小,因此相对于其他可以忽略不计。这个输入电阻RINOL对于MOST放大器大约是无穷大的,但对于双极放大器则不是,串联反馈的应用将使双极放大器的闭环输入电阻RIN接近无穷大。注意,要计算开环输入电阻,必须消除反馈的影响,通过将增益A0设置为0很容易实现。

图 3   串联-并联反馈,输入电阻

 

 

输出电阻ROUT是开环输出电阻ROUTOL除以环路增益LG。开环输出电阻ROUT是小输出电阻RO和串联反馈电阻的并联组合。由于输出电阻RO较小,因此反馈电阻的影响可以忽略不计。应用并联反馈将使闭合环路输出电阻接近零。注意,要计算开环输出电阻,必须消除反馈的影响。这将再次通过将增益A0设置为零来实现。

图 4   串联-并联反馈,输出电阻

 

 

下图显示了一个流行的串联-并联反馈放大器,它只有几个晶体管。它有两个放大器M1和M2和一个源随器,被称为串联-并联反馈对。源随器似乎不重要,但它提供了更多的环路增益,我们接下来会发现。请注意,pMOST被用作第二个放大器,因为它提供了更容易的直流偏置。事实上,晶体管M1和M3的源极处于几乎相同的直流电平,晶体管M2现在需要提供在输出时比在输入时更低的直流电压,使用pMOST比使用nMOST要容易得到这一要求。还要注意,反馈电阻通常大于1/gm1,以确保将来自R2的所有反馈电流流入晶体管,以增加环路增益。然而,这一点并不总是很明显的,如图 19所示。我们需要了解更多关于晶体管M1源极处的输入电阻, 毕竟晶体管M1作为用于反馈电流的级联晶体管的行为,那么它的输入电阻是多少呢?这将在再下一张图上进行回顾

图 5   串联-并联反馈对,环路增益

 

 

输入晶体管M1确实作为反馈电流的级联晶体管。它的输入电阻是在源电阻 R1(或电流源)的所有可能情况和负载电阻 RL(或电流源)的所有可能情况下计算的。显然,只有当级联输入电阻RIN较小(即1/gm1)时,反馈电流才能流入源电源中,使用小负载电阻RL时就是这种情况。当电流源用作负载时,输入电阻RIN大。问题是,那个晶体管的输出电压会是多少?我们需要知道它才能能够找到环路增益。

图 6   串联-并联反馈对,串联输入

 

 

为了能够找到环路增益,我们必须首先找到输入晶体管 M1 漏极处的输出电压 vOUT,这是施加到反馈晶体管的输入电压 vIN 的结果,如下图所示。同样可以区分四种情况:当使用小负载电阻RL时,很容易发现增益是两个电阻RL和R2的比值,它通常不是很大!然而当电流源被用作一个负载时,这个增益要大得多,然后输入晶体管M1的增益进入。这并不令人意外,电流源作为负载通常提供更高的增益!

图 7   串联-并联反馈对,增益输入级

 

 

现在我们可以很容易地计算环路增益。当在第一级使用电流源时,环路增益包括带有电阻R1和R2 的电位分压器的影响,其次是晶体管 M1,即 gm1ro1, 晶体管 M1 作为 放大器用于输入信号,但作为反馈信号的级联。 当电流源用作负载(右)时,此增益要大得多,然后晶体管M1和M2的增益都发生在环路增益LG中,现在它确实要大得多了!

现在很容易找到输入和输出电阻。

即使没有反馈,输入电阻也已经是无穷大了。如果存在某些栅极电流,则输入电阻较低,如双极晶体管放大器(见下文)。无反馈的输出电阻仅为1/gm3,事实上电阻R2通常要大得多,因此可以被忽略。通过反馈,该电阻1/gm3必须除以环路增益。闭环输出电阻ROUT几乎为零

图 8   串联-并联反馈对,输入和输出电阻

 

 

我们又可以很容易地计算出环路增益LG。当使用小负载电阻RL(左)时,很容易发现增益是两个电阻RL和R2的比率,乘以晶体管M2的增益,对于一个双级放大器,这一点也不高!当电流源用作负载时,增益再次很大(右)。然后,两个晶体管M1和M2的增益都出现在环路增益LG中,因此它确实要大得多!

图 9   串联-并联反馈对,环路增益

 

 

一个重要的问题是,我们需要源随器做什么?毕竟它需要大量的电流,只提供一个单位电压增益!不同之处在于反馈电阻 R2 现在不再大于输出晶体管的输出电阻。 电阻 R2 很可能与输出电阻 ro2 相当, 结果一个额外的电阻分压器进来了,正如 LG 的表达式清楚地显示的那样。环路增益比使用源跟随器时小,比例约为 (R1+R2+ro2)/(R1+R2), 这完全取决于 R2 与 ro2 的比率。 对于较小的 R2 ,环路增益损失相当大。

在这种情况下,调用输出来加载, 反馈电阻R2 加载放大器的输出。它与输出电阻ro2 形成一个电阻分压器,结果LG值降低了。闭环输出电阻ROUT按之前一样进行计算,结果的值稍大一些,但仍然接近零。

图 10   串联-并联反馈对,输出负载

 

 

当电阻负载用于第二个放大器 M2 而不是电流源时,环路增益 LG 甚至更低。 输出端的电阻分压比以前更强 ,该结果取决于反馈电阻R2和电阻R3和ro2的相对大小。 输出电阻ROUT比以前稍微小一些,因为没有电流源来加载晶体管M2,而是加载电阻R3

图 11   串联-并联反馈对,输出负载 R

 

当在输入处使用双极晶体管时,则输入电阻不再是无穷大。由于输入端的串联反馈,它 (电阻)增加了环路增益 LG 倍,但不是无穷大。这就是为什么输入电阻加载源电阻RS。在下图中的电路中添加了源电阻RS。仅当输入电压源具有与输入电阻RIN 相当的内部源电阻 RS 时,才会出现此输入负载。此外该源电阻RS和该放大器的输入电容形成了一个低通滤波器。没有反馈RINOL的输入电阻很容易找到,因为它是一个具有发射极退化的单晶体管放大器,发射极电阻约为R1并联R2。输出电阻如之前计算的那样相当小。输出电容负载会导致相当高频率的输出极点。

图 12   BiCMOS 的串联-并联对

 

 

下图显示了一个只有双极晶体管的实际案例,所有的电流源都被电阻所取代,该电路也可以通过印刷电路板上的离散器件轻松实现。由于每个级在输出时提供更高的直流电压,因此第二级必须是PNP晶体管或具有发射极电阻RD的NPN晶体管。为了避免该电阻的增益降低,在它上面放置一个大电容CD。该电阻不用于增益计算,对于所有高于gm2/(2pCD)频率的都是如此。环路增益、输入和输出电阻的表达式都与以前非常相似,但它们都更复杂一些,因为双极晶体管具有有限的输入电阻rπ,这表现在MOST表达式中。

图 13   带有电阻的串联-并联反馈对

 

Posted in CMOS模拟集成电路

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