AB类驱动放大器 -1
向小电阻或大电容器传输功率不能通过传统的输出级来实现，因为输出电流太大；为此我们需要偏置输出级成为AB 类输出，它们有很小的静态电流，但可以向负载提供非常大的电流。例如，扬声器和耳机的音频放大器，也有通信应用，如ADSL和XDSL，它们都需要很大的输出电流，但同时需要非常低的失真。
音频放大器被限制在20kHz多一点，但XDSL放大器现在扩展到1-3MHz，在未来甚至更高。失真必须小于−80dB，以免混淆通道。这确实是一个非常严格的规范参数。
AB类驱动的问题
让我们首先看看AB类运放的规范参数，有什么问题？下面介绍并讨论了一些可能的解决方案，此外还增加了一些供电电压为1V 或更低的低功耗电路。
对于低电阻负载，需要一个低输出阻抗，源随器是提供了这个输出电阻唯一简单的晶体管级，然而，它的直流电流处理能力是不够的。下图显示了一个源随器，偏置为0.1mA，它连接了一个50Ω 的低电阻，显然最大输出电压摆幅只能为5mv； 对于更高的输出电压，需要更高的偏置电流，这将导致过度的电力消耗。我们现在需要一个晶体管电路，它只有在需要时提供大电流，同时具有低静态偏置电流，以尽可能地降低功耗， 注意该晶体管级可以提供（从源极）大电流，但它只能吸收 ( 在漏极 ) 直流偏压电流，因此正输出摆幅可能很大，但负摆幅可能不大。
图 1 CMOS 输出级的问题
一个可能的解决方案是有两个源随器，源极到源极，如下图中间所示。该输出级（源极）外的电流也可以非常大，这取决于晶体管的大小；该级内的电流（漏极）也可以很大。pMOST 现在可以像nMOST一样使劲地驱动了。 这个双源随器的主要缺点是输出摆动只能达到一个VGSn内的电源电压，此外输出电压永远不能低于VGSp。对于较大的电源电压，如音频放大器，这不是问题，但对于几伏的电源电压，这是不可接受的。这就是为什么大多数低电源电压的AB类输出级都有两个输出晶体管，从漏极到漏极，它们构成了一个至少有两个级的放大器，稳定性有待验证，然而它们确实保证了轨到轨的输出摆动，至少对于电容性负载是这样的。
在这种情况下，必须通过应用反馈来实现低输出电阻，从而进一步加剧了稳定性问题。
图 2 CMOS 输出级
为什么这些放大器需要AB 类运行？ 答案是，这是电流能力和失真之间的最好的折衷。一个A类级是指峰值电流摆动从不超过直流偏置电流的级，因此平均电流是直流电流； 在B类级，直流偏压电流为零，将这些摆幅连接到另一个放大器的负摆幅会导致不连续性，这称为交叉失真。
AB类放大器介于两者之间，直流偏置电流（或静态电流）相对峰值电流波动较小，这样这两部分之间的连接就更加光滑了，交叉失真可以变得非常小。
其中一个参数与这种静态电流的可预测性和稳定性有关。
图 3 A, AB, B 类等
第一个要求显然是轨到轨的摆动是可能的，第二个与静态电流 IQ有关，此外必须可能实现大输出电流 Imax（取决于应用）。他们与 IQ的比率被称为驱动能力。问题是，这种放大器的传输曲线现在是高度非线性的， 对于小的输入电压，它是完全线性的，作为A类放大器， 对于更高的输入电压，输出电流必须随输入电压线性上升；输出电流必须具有可扩展的特性。
这也会产生一些失真，这可以通过应用反馈来减少。这就是为什么许多AB类由三个级组成。最后一个参数与复杂性有关，AB类放大器是最复杂的直流耦合放大器。一些简单的东西仍然是很受欢迎的！
图 4 AB 类做输出级的要求
传统的差分对具有极限特征，而不是扩展特征，它不能用于AB类放大器中，必须通过电路设计技巧来将限制特性转换为扩展特性。最简单的解决方案是一个传统的CMOS 逆变放大器。
图 5 AB 类级
一种简单的CMOS反相器是一种优秀的AB类放大器， 通常情况下它偏置在小电流 IQ下，然而通过电容性负载的电流可以很大，因为晶体管VGS可以高致电源电压；实际负载电流 iL是nMOST电流 iC2和 pMOST电流 iC1之间的差。
在这个电路中，使用了MOST的平方律特征，它确实有一个不断扩展的特征。该电路的主要缺点是其两个VGS在电源电压和地之间，因此静态电流取决于电源电压。此外电源电压上的所有尖峰（来自数字模块）都进入此放大器，因此它的PSRR 为0dB。
现在还需要其他电路解决方案。
图 6 简单 CMOS AB 类放大器
交叉耦合四元组 ( cross coupled quads)
通过交叉耦合输入器件得到一个更好的AB类放大器，这样就可以构造出一个具有扩展特征的互补差分对。
这个电路展示了两次，一次是没有交叉耦合来计算偏置，另一次是有交叉耦合。左边的电路包含两个源随器，实际上它们是结合电流镜的源随器，这就是为什么他们被称为超级源随器。nMOST 和 pMOST也是相同的，通过M1和M4的电流也将为IB，这也适用于通过M2/M5的电流。
所有节点都遵循输入电压。对于正输入电压V+，M1和M9的源极，以及M3的漏极，都具有明显相同的电压摆动V+，这也适用于其他超级源随器的电压V−。
交叉耦合两个内线，产生一个nMOST/pMOST 差分对，V−和V+在它们的源极，其展示出一个扩大的输出电流。这个级实际上有四个输出电流，即M1和M5的漏极电流增加，M2和M4的漏极电流减少，它们可以与趋向输出的电流镜组合起来。在本例中，仅使用了两个输出电流。
图 7 交叉耦合四元组
这些交叉耦合四元组有许多电路变化，在下图右边的电路中，最初是使用双极工艺实现的，任一侧都省去了一个晶体管，所有的直流电流都由电流源IB设置，互补差分对再次由一个vin在其栅极的nMOST，和一个从右侧的源随器接收−vin 的 pMOST，来构成，并再次获得一个扩大的输出电流。
同样可以区分四个输出电流，它比第一个交叉耦合四元组更加不对称，因此这是首选的。
图 8 其它的交叉耦合四元组
下图显示了交叉耦合四元组作为输入级的示例，毕竟这是一个对称的运算放大器，带有级联M15和M16来增加增益， 通常其最大输出电流被限制在B1Ib内， 压摆率是非常有限的。然而用交叉耦合四元组替换输入差分对，得到了一个扩大的电流。GBW，作为一个小信号参数，它是相同的，但压摆率大幅增加。输入交叉耦合四元组只使用了两个输出电流。
图 9 AB 类放大器输入结构
所有四个输出电流的实现都使用了输入交叉耦合四元组，它在5uA 的低电流下被偏置，然而由于其扩展的特性，输出电流可以大得多。所有四个输出电流现在都用于差分输出。这也是一个交叉耦合的四元组在输入端，而不是传统的差分对在输入端，的对称的运放。由于输出是差分，所以需要进行共模反馈。
图 10 AB 类全差分放大器
输出级使用同样的交叉耦合，这8个晶体管为M13-20。输入来自上一级，它可以是所述三点中的任何一个，另一个输入端连接到地。这四个输出电流中只使用了两个，它们被电流镜像到输出中。晶体管M22和M24相当大，能够释放和吸收大电流。静态电流的定义很明确，因为它直接传递到偏置电流源。图12显示完整的电路示意图。
图 11 双推结构
由于交叉耦合四元组，输出级很容易识别，它的前面是一个双折叠的共源共栅。不使用gm均衡，高阻抗点用红色大点标记。这显然是一个两级放大器，点A 是输出级的一个输入端，点 B是另一个输入端；它不再与地相连。它由一个反相器（由晶体管 M25-M26组成）从 A 点导出，该反相器由两个晶体管 M27 和 M28 的 1/gm 加载， 因此它的增益大约是负一。 输出级现在有一个差分驱动。 输出级向输入级提供大约 15 pF 的负载（在点A）， 该电容决定了GBW。
图 12 双推结构放大器
自适应偏置 ( Adaptive Biasing )
交叉耦合四边形是产生扩展差分电流的有用原理， 然而它并不是唯一的， 也可以使用正反馈。 实际使用了自适应偏置。
自适应偏置放大器调整其偏置以便能够提供更大的输出电流， 下图的放大器是一个对称的放大器，它为单端的，现在它会是差分的。两次添加两个电流镜，即晶体管 M11/M12 和 M13/M14； 如果没有这些晶体管，最大输出电流将被限制为 BIP。为了提高这个最大电流，对于大的输入电压，必须增大偏置电流Ip。该偏置电流调整到输入信号水平，这就是为什么它通过晶体管M18和M19与另外两个电流镜并联。我们沿着这个路径到晶体管M19。
晶体管 M19 与 M20 形成电流镜（具有电流系数 A）， 后一个晶体管采用电流 I1–I2 的差值， 该差值与输入级中的电流成正比。 这两个电流中较大的获胜， 如果 I1 大于 I2，则将 AI1 电流添加到 Ip，增加第一级的总偏置电流，并增加最大输出电流。但是，如果I2大于I1，那么它会被M17/M18镜像，也乘以A并添加到Ip中。
自适应电流反馈是一种整流器，如其后所述。
图 13 自适应偏置放大器
对于较小的输入电压，第一级IB的偏压电流只有Ip，最大输出电流为Bip；对于较大的输入电压，由于端子1比端子2更正，电流I1大幅增加并反馈到输入偏置电流； 然而当端子2比端子1更正，电流I2 增加了类似的量，并且也被反馈到输入偏置电流。
总偏置电流在两个方向增加，增加的量取决于电流系数A。
图 14 自适应偏置放大器，偏置电流
对于电流系数A等于0，不发生自适应偏置。对于较大的输入电压（归一化为nUT或nkT/q），输出电流（归一化为 Bip）受到限制 ，然而，对于增加的系数 A，输出电流随输入电压的扩展越来越明显， 现在获得了 AB 类行为。根据匹配情况，因素A不能增加到非常大的值，其一个经验极限大约为10。 但是如果使用共源共栅，所有电流源之间的匹配都会显著改善，因而可以尝试更高的系数A。
该放大器的一个缺点是，晶体管M11-14被添加到形成非主导极的节点上，因此它们将减慢放大器的速度。
图 15 自适应偏置放大器，转移曲线
