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放大器噪声的概念2

放大器噪声的概念2

通常我们将两个白噪声源归在输入,以便能够计算输入时的信噪比。

通过将沟道噪声电流除以gm(将功率除以gm2),可以很容易地将其转移到输入端,然后在输入端处添加这两个噪声功率,通过这种方法,我们得到了一个热噪声阻Reff,这是两个噪声源的和。 沟道噪声给出了第一个贡献,栅极电阻给出另一个。输入噪声电压称为等效输入噪声电压 ( equivalent input noise voltage ), 它与跨导gm成反比,至少当栅极电阻很小时是这样的。

在非常高的频率下,一个电容CGS出现在栅源端上。因此,对于小的源极电阻(通常是50Ω),噪声电流可以通过电容CGS,如下图所示。

这种电流显然与等效的输入电压相关,他们的功率不能相加,然而这个噪声电流只在非常高的频率 (超过fT/5) 下相关,它只与LNA、VCO和射频混频器 ( RF mixers )的噪声优化相关。

图 1  场效应管等效输入噪声,白噪声

 

通过增加跨导可以使MOST的等效输入噪声电压变小, 这需要一个小的VGS−VT,但又需要一个大的W/L和电流。只有当栅极的电阻很小时才是如此。在下图这个版图中,该MOST有非常大的W/L, 源极和漏极之间的多晶栅极线变得非常长,产生了相当大的电阻;为了避免这样的电阻, 最好将版图分成几个较小的模块,这样栅极的触点就可以更靠近栅极线的中间。

因此,栅极电阻在很大程度上取决于画版图的风格。

图 2  场效应管中的多晶栅电阻 rG

 

衬底电阻也是如此。

即使衬底触点与源极触点短路,也不能避免存在衬底电阻。它的值显然取决于衬底是否有背面接触。由于它是一个分布式的电阻,因此很难计算出它的值,但它总是存在。

这种电阻会产生噪声,这包括在小信号图中。

图 3  场效应管中的衬底电阻 rB

 

包括体电阻或衬底电阻RB的噪声,它乘以体跨导gmb,传输到输出,然后它再次被跨导gm本身分割,以转移到栅极。比率gmb/gm适用于参数n−1。

总等效输入噪声电压包括衬底电阻RB的贡献,乘以(n−1)2。同样,该电阻RB的值取决于版图,为了实现低噪声性能,必须设计一个大的衬底接触。

图 4  体电阻引起的噪声

 

对等效输入噪声电压最后的贡献由源极本身的串联电阻给出,通常它是很小的,但取决于有效的沟道长度。

很容易展示(见图17),源极电阻的噪声可以简单地添加到栅极电阻的噪声中,这就好像源极电阻本身可以合并到栅极电阻中一样。

实现一个低噪声MOST需要同时最小化所有四种贡献。在设计规划中,体电阻RB经常被遗忘了。

对于深亚微米现代CMOS工艺,沟道噪声贡献的系数似乎大于2/3,曾经测量的值最多为2。目前还不清楚,这是由于速度饱和效应的影响,还是由于击穿或穿透。

图 5  源极电阻引起的噪声

 

源极电阻R的噪声可以简单地添加到栅极电阻的噪声中,计算结果在下图给出。我们首先假设该电阻大于1/gm 。否则,它没有效果!我们现在计算沟道噪声对输出的贡献,它是沟道噪声本身除以(gmR)2

然后我们计算电阻噪声对输出的贡献,它是4kT/R。当我们取两者的和时,我们看到,与晶体管电阻噪声相比,晶体管的沟道噪声已经变得可以忽略不计。事实上,gmR比一要大得多。

结果,等效的输入噪声电压由电阻噪声控制,此外,该表达式与栅极电阻噪声的表达式相同。

图 6  源极电阻 R引起的噪声

 

一个MOST器件也会表现出大的1/f噪声,这是由于器件的表面状态:硅有一个晶体结构,在表面被中断,栅氧化层在顶部表面生长,这导致其表面状态不均匀从而产生1/噪声。使用几个表达式来描述1/f噪声,其中分母中带有 Cox2 的那个具有优势,即系数 KFF 几乎与工艺无关,实际上所有的工艺效应都由 Cox2 代表。 如果我们只使用带有 Cox 的 KF,那么我们就失去了这个优势

显然晶体管尺寸WL(非W/L)也包括在内。具有薄氧化层或小沟道长度, 以及大WL积的MOST展现出小的1/f噪声。

我们还注意到,p-JFET是具有最低1/f噪声的晶体管,一个pMOST管大约要差十倍,nMOST管是迄今为止1/f噪声最差的晶体管,它的1/f噪声是相同尺寸pMOST管的30-60倍,图中表达式给出了40倍的因子,但在上面存在很大的分布!正是因为这个原因,一些音频预放大器仍然选择JFET作为他们的输入,这也适用于一些辐射检测电路。

最后要注意,等效输入的1/f噪声电压并不取决于直流偏置电流。输出电流取决于直流电流,但不依赖于等效的输入电压。有时可能会检测到较小的电流依赖性,这通常是可以忽略不计的

 

图 7  场效应管等效输入噪声, 1/f噪声

 

当我们一起检查白色和1/f噪声时,我们注意到从一个到另一个有一个非常缓慢的交叉。它们的渐近值在频率fc处相遇,称为角频率 ( corner frequency)。显然这个频率取决于直流偏压电流, 电流越大,跨导就越大,白噪声也就越低。

由于1/f噪声没有变化,对于较高的直流电流,角频率向右移。

实际上,角频率对于1/f噪声是一个非常奇怪的测量方法。白噪声越低,角频率就越高。另外,请注意,热噪声取决于W/L之比,而1/f噪声取决于WL乘积。

最后要注意,有一些电路技术可以降低1/f噪声,如切波和相关双采样。此外,切换晶体管的偏置也可以稍微减少1/f噪声,可以达到 10dB。

图 8  噪声和电流,角频率

 

当MOST通过衬底而不是栅极驱动时,必须使用体跨导gmb而不是跨导gm。记住,它们的比率是n−1(见第1章),该值尚不准确知道,但介于0.3到0.5之间。

在衬底中存在的等效输入噪声电压是不同的,它们在左边的栅极重复出现,通过右边的表达式给出。这两个表达式都包含体跨导gmb平方。由于gmb总是小于gm,衬底等效输入噪声总是大于栅极等效输入噪声,这显然同时适用于白噪声和1/f噪声。因此,衬底驱动并不是解决噪声好的方案

图 9  在衬底看到的噪声

 

双极晶体管有两个电流流过它都pn结,因此存在两个散粒噪声源,它们被添加在下图的小信号模型中。它们是白噪声源。在收集极和发射极之间添加一个收集极散粒噪声电流源,它与集电极电流成正比,另一个在基极和发射极之间,与基极电流成正比。

最后阻性基极电阻噪声电压增加到与基极输入串联,通常,1/f噪声添加到基极散粒噪声电流源上。下图给出了硅晶体管KF因子的平均值, 通常,双极晶体管的1/f噪声比MOST低得多,因为电流在器件体内流动,而不是在表面流动,1/f噪声与发射极面积AEB成反比。

图 10  双极晶体管的噪声

 

同样,噪声源可以在输入处综合,以便能够将它们与输入信号进行比较。集电极散粒噪声要除以gm2,才能转换成输入电压,基极散粒噪声保持不变。结果,发现了两个等效的噪声源,即一个电压噪声源和一个电流噪声源,其实际上是基极散粒噪声。哪一种占主导地位将取决于源阻极抗,我们在后面可以看到这点。

等效的输入噪声电压显然还包括基极和发射极电阻带来的噪声电压。

注意,等效输入电压的表达式与MOST的非常相似,唯一的区别是,现在1/gm的系数是1/2,而不是2/3, 这确实差别不大。然而,我们不能忘记,对于相同的直流电流,双极晶体管的跨导要比MOST的大4倍左右,其等效的输入噪声电压因此会降低。

图 11  双极晶体管,等效输入噪声

 

Posted in CMOS模拟集成电路

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