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嵌套米勒设计

嵌套米勒设计 (Nested Miller Design)

我们知道了如何稳定一个三级放大器,我们知道如何选择两个变量p和q,或者更好的p和 ζ — 我们使用这个程序来设计一个放大器,但是有几种不同的配置,我们将从传统的嵌套米勒补偿系统 (Nested Miller Compensation NMC) 开始,然后逐渐添加其他结构,如前馈、多路径分支等。

当我们关注配置时,我们必须首先决定使用哪一个非反相放大器。事实上,三级放大器的第二级通常是单端的,因为输出级也是单端的。然而,单晶体管放大器总是是反相的。它不能用作三级放大器的第二级。否则,补偿电容Cc1将提供正的反馈! 很明显,这种非反相放大器不需要用在两级放大器中,只需要在三级放大器中。有两种可能的解决方案, 接下来图 2中显示原始的一个

图 1  三级配置放大器

 

在这种使用双极工艺完全实现的三级放大器中,差分对被用作第二级。输出 “在另一侧” 确实是非反相的。这个三级放大器的其他功能很容易识别:嵌套的补偿电容分别为14pF和10pF。第一个决定了GBW。接下来展示一个替代方案。

图 2  差分对作为第二级的嵌套米勒放大器

 

毕竟,一个电流镜像能够提供一个非逆变的增益。差分对和电流镜都是基本的电路模块。如果所有晶体管的直流电流相等,则功耗也相同。两者都很简单,并且可以提供直到高频的增益。目前还不清楚哪一个更好,也许电流镜有一个轻微的边缘,因为它是带宽最高的电路模块。我们将进行比较研究,以找出真正的区别是什么!

图 3  非反转增益的两种方法

 

也可以使用更复杂的电流镜。在下图右边的机构中只使用了nMOST器件。它很可能比左边的带宽更大,然而它多消耗了50%的电流!带宽的增加会被功耗的增加所抵消吗?很可能,因为两者之间的区别都很小。

图 4  两种电流镜像

 

在这个最初的实现中,一个差分对被用作第二级。现在只使用MOST晶体管,而不是双极晶体管。两个补偿电容很容易找到。由于该电路源自双极版的慧星(Huijsing ),故记为“慧星”

图 5  差分对作为第二级的嵌套米勒

 

前一个放大器和下图这个放大器之间的唯一区别是使用电流镜作为第二级, 输入和输出级完全相同,负载电容和电流也相同。 因此唯一的问题是,其中哪一个放大器可以实现更高的GBW?这显然取决于与第二级相关的非主导极点。这个放大器用 “嵌套米勒” 表示,尽管它们都是嵌套的米勒放大器。

图 6  电流镜作为第二级的嵌套米勒

 

这两个放大器都设计为相同的负载电容,它们是为不同的GBW值而设计的,使用巴特沃斯三阶响应。然后通过一些额外的模拟方法对其进行了一些优化。这些曲线给出了这三个级的跨导值,电流与它们成比例并取决于VGS-VT的值。这些曲线表明,这两个放大器之间只有很小的差异,主要的差异是在更高的频率上。对于约100MHz的GBW值,具有差分对作为第二级的运放比具有电流镜的运放更难达到这个100MHz。这表明,后一种方法更有利于获得更高的频率。

图 7  功耗的比较

 

现在再讨论几个NMC运放。为了进行比较,传统的三级NMC放大器在这里重复一下。其主要缺点是输出级的电流消耗。事实上,补偿电容Cm2分散了输出级。它的增益在更高的频率下降低了。因此,必须提高跨导gm3,以确保极点分裂。接下来将重复该设计步骤。

图 8  嵌套米勒的频率补偿 – NMC

 

在一个开环中,出现三个极点和两个零,它们表示在下图右边。开环增益Adc很大,因为存在三个级。每个节点I到地的电阻由Ri表示,每个节点对地的电容都很小。实际上,最小的补偿电容至少是那些寄生节点电容的三倍。因此,在下图的粗略表达式中没有显示这些节点电容。主极点是由整体补偿电容Cm1的米勒效应引起的。GBW由该电容Cm1和输入跨导决定。下面给出了设计步骤。

图 9  开环里的NMC 方程

 

我们通常可以假设跨导在输出方向增加。对于三阶巴特沃斯响应,两个非主导极点 ω1和ω2必须放在GBW的2倍和4倍处。两个零通常都可以忽略不计。请注意,其中一个在复平面的右半部分。注意,我们仍然需要解三个方程组(对于GBW,ω1和ω2) 和五个变量。

通常,会选择这两个补偿电容。第一个Cm1可以选择尽可能的小,即至少是第一级的输出处节点电容的三倍,但也不能小到输入噪声太高;另一个电容Cm2也可以选择尽可能小,即至少是第二级的输出处节点电容的三倍。总是选择这些补偿电容的最小值,以尽可能的降低功耗

当然,如果噪声是一个重要的规范参数,那么这些电容就要增加,从而增加功耗。正如预期的那样,低噪音总是导致大功耗。设计师通常认为Cm1和Cm2是相同的,并给它们一个低值。这显然不是一个最优化的设计!

图 10  NMC的稳定性

 

这种三级的配置嵌套了Miller补偿和额外的Gm模块,用于实现两个前馈路径。如果选择它们的跨导与它们相应的级跨导相同,那么两个零都被抵消。由此产生的两个非主导极点与传统的NMC放大器相同。在功耗方面几乎收效甚微。

图 11  嵌套的 Gm-C 补偿 NGCC

 

也可以使用一条单一的前馈路径。然而,它的跨导gmf2等于输出级的跨导gm3。它用于在复平面的左半部分产生一个零 ωz,以抵消一个非主导极点,它因此增加了相位裕度。如果gm3>gm2,则非主导极可以近似如下图所示。另一方面,随着前馈级和输出级采用最大的电流,功耗也会增加。

图 12  单一前馈的嵌套米勒 – NMCF

 

另一种补偿技术是多路径嵌套米勒,如下图所示。前馈级现在连接了输入和第二级, 它未连接到输出端。这个前馈级用于在复平面的左半部分产生一个零 ωz,以抵消一个非主导极点,它因此增加了相位裕度。 如果gm3>gm2,则非主导极可以近似得到,如下图所示。它们与传统的NMC放大器相同。

图 13  多路径嵌套米勒 – MNMC

 

为了进行比较,所有之前涉及的放大器都列在一个表中,它们紧随着单级和两级米勒放大器。除单级放大器外,它们都有一个可比的相位裕度。三阶巴特沃斯设计的结果GBW也被列为输出时间常数gm3/CL的一部分。

下一列显示了与单级放大器相比可以预期的GBW。传统的NMC放大器只达到了单级放大器所能达到的1/4左右。与NMC放大器(在最后一列中)相比,很明显,使用单个前馈级的最后两个放大器在功耗方面表现更好。然而,这一改善最多是2倍。这就是为什么我们现在集中在三级放大器,它能提供更好的电流节省。

图 14  嵌套米勒方案的比较

 

Posted in CMOS模拟集成电路

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