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其它运算放大器

其它运算放大器

 

可以添加更多的运算放大器配置在这个列表中。它们都被包括在该列表是因为它们有一些值得研究的特性。 我们将始终尝试辨别我们之前讨论过的设计原则,我们会找出是使用单级还是两个级。 我们想知道使用了什么技巧来消除正零。 此外,我们想识别对称或折叠级联等的结构

其中一些是全差分的。这意味着它们有两个输出,并且需要共模反馈。这将在下一章中加以解释。我们在这里关注它们的电路配置,而不受其差分性质的影响。

列表中的第一个是一个OTA,它仅在1V的电源电压下工作。此外,该 OTA 可以切换进出。 为了验证操作,我们必须关闭所有四个(蓝色)开关。 很明显,一个两级的米勒CMOS OTA出现了,以一个折叠级联作为第一级。由于电源电压较低,晶体管M8没有级联。因此,增益将不会有那么高。然而,第二级提供了一个很好的补救办法。显然,补偿电容CC并不直接围绕输出晶体管M10将漏极连接到栅极。它通过级联器件M6取得路径,以避免正零。

最后,注意到共模输入电压范围仅约为零。实际上,VDS1和VGS3的总和约为1V。输入器件的栅极只能在零左右工作。另一方面,平均输出电压为0.5V,以使输出摆幅最大化。因此,输出永远不能直接连接到输入,例如,为了构建一个缓冲区。必须在输出和输入之间插入一个超过0.5V的电平转换器 。

图 1  一伏以下的 OTA

 

下图显示了一个非常传统的带双极晶体管的二级米勒运放。可用于低至±1.5V的电源电压。

每个高阻抗点通过红点表示。它显然是一个具有AB级输出级的两级放大器。GBW显然是由输入的跨导率和30pF的补偿电容所决定的。双极晶体管具有足够的跨导,没有正零的问题。

对于双极晶体管,输入和第二级之间需要一个射极跟随器。 这个晶体管是T5。 然后电平转换器 T6 将电压降低到大约 0.7V,即晶体管 T8 的 VBE。 该电平转换器也需要达到这个低电源电压。

在输入级,采用10kΩ的串联电阻来增加压摆率 。输出级由两个射随器组成。因此,在输出摆动中,输出摆幅中损失了两倍的VBE 大约0.7V。对于如此大的电源电压,我们并不太介意。对于较小的电源电压或更大的输出摆动,我们必须使用两个收集极到收集极的输出器件,正如我们之前在大多数运算放大器中看到的那样。二极管T13/T14被用来设置输出器件中的静止电流。

图 2  放大器 LM4250

 

这里显示了一种试图将MOSTs的跨导提高到更高的方法,它从插入一个串联电阻开始,这显然会降低跨导率。只要我们可以使电阻变为负极,它就可以增加跨导率。例如,如果我们能使gmRS=0.8,那么gmR将是5倍gm。然而,要将一个gm与一个电阻RS相匹配,很难获得一个精确的值,例如,0.8。

图 3  增大的输入跨导-1

 

这种匹配是相当可行的,只要我们采用两个nMOST器件,其底部作为二极管连接。由于两者都流过相同的直流电流,gm比现在是W/L比或VGS−VT比的平方根,这可以变得非常准确。此外,负电阻很容易以差分形式实现,如下图所示。

例如,如果我们可以制作 W/L 比为 0.5 的版图,那么 gm 比为 0.71,跨导增加约 3 倍。当然,我们可以进一步推动这一点! 完整的 OTA 实现如下所示。

图 4  增大的输入跨导-2

 

这显然是一个对称的CMOS OTA,B因子为3。输入器件具有负串联电阻,以增加输入跨导。另外还增加了两个晶体管M5和M6,以避免输入级的闩锁。毕竟,负电阻被用于振荡器、比较器、触发器等,因为它们是再生的。当它们被过度驱动时,它们可能会导致闩锁,晶体管M5和M6必须防止这种情况发生。

这种运算跨导放大器也称为跨导器,因为它允许在低失真时更大的输入电压。

图 5  增大的输入跨导-3

 

下图中显示了另一个具有高速能力的跨导器。它只不过是一个有级联的差分单级电压放大器。然而,输入晶体管在线性区域中工作,这是为了避免当使用大输入信号电平驱动时失真。事实上,在线性区域中,电流与VGS成比例,而不是与VGS2成比例。因此,如果VDS可以保持恒定,则跨导为恒定。这是通过恒定电流ID在固定电阻RD两端上的电压来实现的。

显然,线性区的跨导小于饱和区的跨导。 较低的失真总是伴随着较低的增益! 反馈也会这样做,用增益换取低失真。

为了提高高频性能,通过晶体管M5和M6增加了两个小电容。添加它们以补偿输入晶体管的输入电容CGS。它们与极性相反的节点相连。大约三分之一的大小就可以实现补偿。这就是为什么它们被画得很小

图 6  带电容补偿的跨导器

 

这是我们要讨论的第一个全轨道环形放大器,在下图中显示。它在输入和输出处提供轨对轨的能力。它可以以单位增益作为一个缓冲被连接起来。它有一个AB类的输出级,确实能够提供较大的输出电流。在输入端,两个折叠的级联级并行连接。因此,共模输入范围包括这两个电源线。它们的输出应用于两个差分电流放大器,最后在两个大输出器件的栅极中止。这些器件都是输出级

我们有一个两级的米勒运放。补偿电容被明显区分,然而,它们由漏极直接连接到栅极。也许最好是找到一条通过其中一个级联的路径。例如,Cc2最好连接到M14的源极上!

输出晶体管的栅极具有极高的阻抗。似乎可能不是这样,因为这些节点也连接到晶体管MA3和MA4的两个源极上,源极的阻抗水平为1/gm。然而,情况不是这样,因为这两个晶体管被引导出来了。这将在稍后进行解释。轨对轨输入级会导致GBW大的变化,这个要首先检查

图 7  全轨道环形放大器

 

事实上,对于中间的共模或平均输入信号,这两个输入级都在运行中。总的跨导现在是在输入处的nMOSTs和pMOSTs的跨导的总和。然而,对于更高的共模输入信号,PMOSTs会被关闭,跨导现在只有一半。低共模输入信号也是如此。总跨导率与输入共模输入电压相比呈钟形,如下图所示,GBW也是如此。这带来很多失真。

必须增加一些电路,以平衡在整个共模输入范围内的跨导。换句话说,对于低共模输入电压,我们需要使PMOSTs的跨导翻倍;对于高压,我们需要使nMOSTs的跨导翻倍。可以设计出各种电路来执行这样的任务。下面将解释其中一个。

图 8  不平衡 gmtot的问题

 

下图中重复轨对轨运放的输入级。分支中的电流大小由线的宽度表示。输入电路重复两次,一次是共模输入电压为电源电压的一半,另一次是输入连接正电源时。当输入电压为电源电压的一半时,所有输入器件的直流电流均等(约5mA)。然而,pMOST差分对的直流电流为20mA. 事实上,该电流的一半通过级联MN3流向作用于nMOST差分对的电流镜。

当输入电压上升,趋近正电源电压时,该级联晶体管MN3的VGS增加,从而占有整个20mA. 因此,nMOST差分对接收整个20mA. 另一方面,pMOST差分对没有直流电流。

因此,nMOST对中的电流乘以2。如果输入器件在饱和状态下工作,这是不够的。如果输入器件在弱反转区工作,这就足够了。将电流增加一倍,然后使跨导也增加一倍。输入器件的尺寸非常大,因此输入器件更有可能在弱反转中工作。毕竟,GBW只有14兆赫,这在弱反转中是很可行的

图 9  输入轨对轨级

 

对于高增益,第一级或输出晶体管的栅极的输出阻抗必须处于非常高的阻抗。这可能不是这样的,因为这些节点连接到晶体管MA3和MA4的两个源极。 源极的阻抗水平为1/gm。然而,这里的情况并非如此,如下图所示。

输出级被重复三次,第一个是简单地从整个电路图中复制出来。在第二个是,第一级的输出电阻由Rin表示。在第三个中,两个并联晶体管被称为Z的阻抗取代。

现在很容易计算出这个放大器的增益。输入级提供了gm1的转换。 总增益还包括输出器件gmA1的跨导,阻抗Z不在其中。原因是阻抗Z被引导出来了。我们在第三个图中看到,来自输入级的电流具有相同的相位,因此也以相同的相位驱动输出晶体管。这是一个典型的AB类级。两个晶体管必须同相驱动才能开启一个输出晶体管和关闭另一个输出晶体管。结果,输出器件的栅极处的电压的振幅几乎相同。阻抗Z上没有出现交流电压, 它不携带任何交流电流。它看起来像一个无限的阻抗,而且被引导出来了。

图 10  输出级,增益

 

那么,当这两个晶体管MA3和MA4没有对增益起作用时,它们的目的是什么呢?它们在用来设置输出晶体管中的静止电流。输出晶体管MA2与晶体管MA4a与晶体管MA9和MA10形成跨线环路。它们的VGS的总和与下图中说明的相同。

这四个器件中的三个的直流电流是恒定的,并由直流电流源设置为 4–5 uA。 结果,通过第四个 (MA2) 的直流电流也设置为恒定

所有四个晶体管都具有相同的VT和K’p。通过输出晶体管MA2的直流电流的比值现在大约是MA4中电流的100倍。这是一种在AB级控制直流电流的简单方法。

图 11  输出静态电流控制

 

下图中显示了一个比折叠级联OTA更对称的折叠级联OTA。 每个输入晶体管的漏极看到完全相同的阻抗,即使在最高的阻抗。在每个漏极处循环电流i被分成两个相等的部分i/2。一部分直接进入输出,而另一部分首先被镜像。由于这种完美的高频匹配,该放大器有一个完美的抵消高阶极点和零。因此,它有一个更高的CMRR。此外,压摆率是完全对称的。因此,它是一个适合于更高频率的理想构建模块

图 12  增强的全差分折叠级联

 

另一个双极运放也能够接收0伏以下的输入电压。请记住,这是折叠级联的一个优点。这个输入差分对之前有两个射随器。因此,输入可以低于0伏。对于0.6V的VBE和0.1V的VCE,我们看到输入可以低于负0.5伏。这是一个运放,非常适用于单电源应用,如大多数汽车应用等。

此外,这种运放只需要很少的能量。因此,GBW值相当低。然而,噪音很高。原因是电流很小,特别是射随器用在输入。它们不提供电压增益。结果,输入级的所有六个晶体管都贡献了等效的输入噪声。

图 13  双极运放 LM-124

 

下图显示了输入端为结型场效应管 ( Junction Field Effect Transistor, JFET) 的两级双极放大器。JFETs表现为MOSTs,但输入电流更大。实际上,它们的输入电流是漏电流,因为是反向偏置的输入pn结。但它们漏电流比双极晶体管要小得多。此外,它们的阈值电压是负的。它们是耗尽型器件,而不是像MOSTs这样的增强型器件。他们在零VGS时导通。还有它们的阈值电压,称为截止电压VP,通常是几伏。

这些p沟道JFETs取代了最初在这个电路中的pnp晶体管。毕竟,这只是一个有米勒补偿的两级运放。然而,由于双极晶体管在输入端,压摆率太小了,JFETs被用在这里以提高压摆率。

它们也提供了非常小的1/f噪声,这是诸如高性能音频放大器等的低频电路的一个额外优势。

图 14  双极场效应管运放 TL-070

 

这是一款两级运算放大器,几十年来一直是所有分立模拟电子产品的主力军。与任何两级米勒补偿运算放大器的唯一区别是输入级。

横向 pnp 晶体管的 β 值较低,不能用作输入晶体管。 另一方面,我们绝对希望在第二级使用高速 npn 晶体管将非主导极移至高频。 因此,输入级的电流镜必须通过npn器件来实现。

这就是为什么在输入端使用非晶体管。它们给出了较小的输入基极电流。这些输入npn现在与横向pnp串联,以便能够驱动npn电流镜。

由于所有的输入晶体管都携带相同的电流,因此它们都具有相同的跨导。输入的跨导现在减少了2到gm1/2。这只是一个很小的损失。输入级中的 pnp 晶体管由共模反馈环路偏置。事实上,该环路在输入器件和电流镜Q8/Q9上是闭合的。该回路使输入器件的直流电流与 pnp β 不敏感。然而,这种双极运放的性能相当适中。

图 15  双极两级运放 741

 

下图显示高性能双极运放。它再次是一个两级的运放,如红点所示的。它的GBW是适中的,但它的增益非常高。它的补偿被调整到非常低的值。 这是通过在第一级使用阻性负载来实现的。这些电阻可以通过激光或其他技术修剪到非常小的值,大大提高了共模抑制比。然而,输入级的电阻不如有源负载那么好。它们会导致较低的增益。这就是为什么第二级要使用非常高的增益。 第二级由一个差分电压放大器组成,它添加了一个发射极跟随器,如下所述。

图 16  两级运放 OP-97

 

该放大器的第二级将单独讨论。它由一个差分电压放大器组成,其中添加了一个射随器,如下图所示。该射随器M3引导出晶体管M2的输出电阻ro2。因此,只有输入pnp的输出电阻才会对增益起作用。它们是横向器件,其中输出电阻可以尽可能大从而满足需要。此外,输出阻抗ROUT也会更小。

准确的分析表明,增益实际上是乘以晶体管M3的 β3。这是一种提高增益很有吸引力的技术。由于较小的沟道长度增益变小,所有可能的增益增强技术将成为必要的。 对高值的自举电阻肯定是其中之一

图 17  高增益 Av2的导引

在本章中,已经讨论了各种可能的运放。大部分的设计努力都用于对称放大器和折叠级联。然而,它们中的大多数具有单端输出。它们不能用于混合信号环境。为此它们必须是完全差分的。它们要有两个输出,如下一章所述。

Posted in CMOS模拟集成电路

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