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CMOS对称跨导运算放大器

CMOS对称跨导运算放大器

 

最常用的OTA之一是对称的OTA. 它比米勒OTA更对称. 因此,匹配得到了改进,从而提供了更好的补偿和CMRR参数

一个对称的OTA由一个差分对和三个电流镜组成。输入差分对加载两个相等的电流镜,其提供电流增益B。它有时被称为负载补偿的OTA,因为现在两个负载都是相同的。

在单端输出的情况下,我们需要另一个增益为 1 的电流镜来达到该输出。 在有两个输出的情况下,我们不再需要这个电流镜了。 该分析是针对单端输出进行的

很明显,这个OTA是对称的。输入器件可以看到完全相同的直流电压和负载阻抗。这是关于匹配方面实现的最佳效果。此外,根据电流因素B,还有一些额外的增益。我们和B在一起能走多远?

图 1  CMOS对称跨导运算放大器

 

在低频条件下的增益很容易计算出来。实际上,由输入器件产生的环形电流被B放大,并流到输出负载中。

节点4处的输出电阻Rn4相当高。实际上,这是该电路中唯一的高电阻。所有其他节点都处于1/gm级别。因此,这是一个单级放大器:只有一个高电阻节点,一个单一节点其增益很大,摆动很大,并最终形成主导极的地方。

在很低的频率下的电压增益现在很容易获得。在同一输出节点上创建带宽。GBW就是这个的积。它与单晶体管放大器相同,但要乘以电流因子B。增加B会增加GBW。我们和B在一起能走多远?

图 2  CMOS对称跨导运放,GBW

 

然而,所有其他节点都创建了非主导极点。既然我们找到了另外三个节点1、2和5,我们有三个非主导极吗?

答案是否定的。我们看到只有一个非主导极在起作用。它位于节点1和2。节点1的非主导极如何与节点2的非主导极相同?实际上,对于差分输出电压,很容易显示这些节点一起只形成一个极点(参见图 4)

因此,非主导极由电阻1/gm4和连接到该节点的所有电容决定,它们都列在下图中。作为一个非常粗略的近似,我们认为它们都是相同的,除了电流镜。在节点1,晶体管M6提供比晶体管M4大B倍的输入电容。

最后可以用fT和电流因子B改写非主导极频率,B越大,非主导极就越低。因此,这个表达式提供了关于 B 的局限.

图 3  CMOS对称跨导运放,fnd1,2

 

对于差分输出,两个接地晶体管只提供一个一阶特性——只有一个单极。这对于左边的电路来说是很明显的。由于只有一个电容,因此只能出现一个极。然而,这个电路可以很容易地转换为右边的电路。我们将两个电容串联为两倍的值,然后在两个电容之间接地。这就是右边的电路是怎样由第一个电路中得到的。对于交流,它们是完全一样的。他们也有同样的极!

为了让它更有趣一点,我们可能会想知道如果存在一些不对称性会发生什么。例如,如果一个电容略大于另一个电容,则如何创建具有相同值的极点?在这种情况下,我们找到了两个极点,但我们也发现中间有一个零,以确保一阶滚降。

最终的结果是,对于一个差分输出,这两个节点只建立一个单极点

图 4  差分对输出端的极点

 

在节点5处的极点怎么样?请记住,这是单端放大器另一边的一个节点。每次我们有一个单端放大器,输出端另一边的的电容对于相位裕度可以忽略不计。

实际上,节点 5 处的电容产生了一个零极点双峰。它的传播只有2。因此,这对相位裕度的影响可以忽略不计。尽管我们在1/gm级别上有三个节点,但我们只有一单个的非主导极点!

图 5  CMOS对称跨导运放,fnd5

 

作为案例,我们设计一个CMOS对称OTA,200MHz的GBW和2pF的负载电容。

重复GBW和fnd的表达式。

显然,为了宽带性能,我们必须为M4和M6采用高速晶体管。这意味着这个电流放大器(或镜像)器件要设计成大的 VGS-VT 和小的沟道长度L。取决于可选择的工艺,选定一些值如下图。结果 fT 约为5GHz。

B的最大值对应为fnd等于3×GBW,因此B的值为5。许多设计者使用3到5之间。输入跨导现在很容易从GBW获得,它是gm1=0.5mS,需要大约50uA的电流. 目前电流总消耗量为0.6mA. 这个放大器的品质因数 FOM是670MHzpF/mA,这确实很好

图 6  CMOS对称跨导运放的设计案例

 

BiCMOS能否提供米勒OTA类似的节能功能?答案是否定的。电流源是在双极管实施的唯一候选者,输入器件最好是 MOST,它们提供更少的输入偏置电流和更高的压摆率。

有两个考虑事项:

  1. npn晶体管当然有更高的gm,但这一优势没能在电流镜中体现。它们有一个更高的fT, 至少是在一个特定的BiCMOS工艺中。 然而,它们在更先进的标准CMOS工艺中,可能没有比nMOSTS更高的fT
  2. 双极晶体管具有相对较大的集电极-衬底电容 CS。 结果,节点1和2的寄生电容可能比fT 给出的要大。

总之,BiCMOS对称OTA可能不比CMOS快。对于相同的GBW,它可能吸引的电流不会小于CMOS。

图 7  双极- CMOS对称跨导运放,

 

之前对称的OTA所有的收益都太小了。现在添加了级联,以增加增益。增益提升甚至可以应用于输出级联M10和M12,以进一步提高增益。请注意,在两边都添加了级联,以保持对称性。还要注意,采用电流镜(使用 M7-M10),允许大输出摆动。事实上,输出电压可以摆动到电源电压的0.4V以内,而没有晶体管M8/M10或M6/M12进入线性区域。

插入级联会增加增益,但不会增加GBW。级联只在低频情况下增加增益,如前所示。此外,通过对级联M10和M12应用增益增强,可以进一步提高低频情况下的增益。这是纳米 CMOS, 其中每个晶体管的增益变得非常小,即小于 10的通常的做法。

图 8  有级联的CMOS对称跨导运放

 

采用对称OTA作为第一级,两级米勒运算放大器很容易构建,如下图所示。它的GBW还包括Cc和B。 补偿电容CC显然没有直接从漏极到源极连接,而是取通过级联晶体管M10的路径以避免正零。结果,通过输出级M11/M12的电流可以取的更小的,节省功耗

图 9  CMOS对称米勒跨导运放

 

下图展示了这种对称OTA的早期实现。这是一种双极管实现。电流镜相当精细,以获得精确的电流镜像和良好的匹配。规格参数显然取决于实际流动的直流电流。实际上,通过调整到Q3的电流,可以将这个电路模块调谐到GBW的任何值。非主导极点跟踪了GBW。

图 10  双极晶体管对称放大器

 

另一种增加增益的方法是通过电流缺乏 ( Current Starving )。这实际上是一个全差分对称的OTA。由于没有使用级联,因此电压增益非常一般。

然而,额外的两个值为KI1的直流电流源大大增加了增益。k的一个典型值为0.8。在这种情况下,由输入晶体管M1提供的直流电流的80% 被直流电流源带走。只有20%的直流电流,和信号电流一起,被注入到电流镜的晶体管M2中。

由于输出晶体管M3中的直流电流也较低,所以输出电阻较高,电压增益也如此。这种技术不能推得太远,因为会发生不匹配。此外,电流镜内节点的电阻决定了非主导极。它不能增加得太多。

图 11  电流缺乏的增益加强

 

Posted in CMOS模拟集成电路

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